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設計方法

電源的電磁干擾水平是設計中難的部分，設計人員能做的多就是在設計中進行充分考慮，尤其在布局時。由于直流到直流的轉換器很常用，所以硬件工程師或多或少都會接觸到相關的工作，本文中我們將考慮與低電磁干擾設計相關的兩種常見的折中方案 [1]。

電源設計中即使是普通的直流到直流開關轉換器的設計都會出現一系列問題，尤其在高功率電源設計中是如此。除功能性考慮以外，工程師必須設計的魯棒性，以符合成本目標要求以及熱性能和空間限制，當然同時還要設計的進度。另外，出于產品規范和系統性能的考慮，電源產生的電磁干擾(EMI)必須足夠低。不過，電源的電磁干擾水平卻是設計中難精確預計的項目。有些人甚至認為這簡直是不可能的，設計人員能做的多就是在設計中進行充分考慮，尤其在布局時。

普通的降壓轉換器

在頻域內測量輻射和傳導電磁干擾，這就是對已知波形做傅里葉數展開，本文中我們著重考慮輻射電磁干擾性能。在同步降壓轉換器中，引起電磁干擾的主要開關波形是由Q1和Q2產生的，也就是每個場效應管在其各自導通周期內從漏到源的電流di/dt。圖2所示的電流波形(Q和Q2on)不是很規則的梯形，但是我們的操作自由度也就大，因為導體電流的過渡相對較慢，所以可以應用Henry Ott經典著作《電子系統中的噪聲降低技術》中的公式1。我們發現，對于一個類似的波形，其上升和下降時間會直接影響諧波振幅或傅里葉系數(In)。

In=2IdSin(nπd)/nπd ×Sin(nπtr/T)/nπtr/T (1)

其中，n是諧波次，T是周期，I是波形的峰值電流強度，d是占空比，而tr是tr或tf的小值。

在實際應用中，有可能會同時遇到奇次和偶次諧波發射。如果只產生奇次諧波，那么波形的占空比必須精確為50%。而實際情況中少有這樣的占空比精度。

諧波系列的電磁干擾幅度受Q1和Q2的通斷影響。在測量漏源電壓VDS的上升時間tr和下降時間tf，或流經Q1和Q2的電流上升率di/dt 時，可以很明顯看到這一點。這也表示，我們可以很簡單地通過減緩Q1或Q2的通斷速度來降低電磁干擾水平。事實正是如此，延長開關時間的確對頻率高于 f=1/πtr的諧波有很大影響。不過，此時必須在增加散熱和降低損耗間進行折中。盡管如此，對這些參數加以控制仍是一個好方法，它有助于在電磁干擾和熱性能間取得平衡。具體可以通過增加一個小阻值電阻(通常小于5Ω)實現，該電阻與Q1和Q2的柵串聯即可控制tr和tf，你也可以給柵電阻串聯一個 “關斷二管”來獨立控制過渡時間tr或tf(見圖3)。這其實是一個迭代過程，甚至連經驗豐富的電源設計人員都使用這種方法。我們的終目標是通過放慢晶體管的通斷速度，使電磁干擾降低至可接受的水平，同時其溫度足夠低以確保穩定性。

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